Ana içeriğe git
Konu: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı (8278 Kez okunmuş)

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #15

Retona
Geri besleme arızalandığı zaman çıkış gerilimi yükseliyor diyorsun. Peki gerilim ne kadara kadar yükseliyor ve sonra sabit kalıyor mu??


Geri beslemenin arızalanma sebebini buldum. Geri besleme için aceleden 10-20 k arasında bir pot ile geri besleme yapıyordum. Çıkış voltajım 250-310 v arasıda olduğu için, potun şaseye bağlı kısmında ki direnc değerini, fazla düşürünce gümmmm. bütün yüksek voltaj entegrenin geri besleme pinine akıyor ve entegrenin son anlarında duty %100 oluyor.

Bundan dolayı çıkış yüksüz olduğu için voltajı  fırlayıp gidiyor. Bir yük direnci kullanmamın lazım olduğunu makaleyi okuduktan sonra öğrendim  ;D

Şöyle bir besleme olması gerekiyor anladığım kadarı ile:


Son direnç sayesinde kısa devre meydana gelme olasılığı azalıyor. Zener diyot istenilen voltajdan fazla giriş meydana geldiğinde entegreyi muhafaza edecektir. Temsili olarak çizdim. 

Opto izolatör alıp kullanma imkanı olana ne ala. 0.50 tl lik malzeme için 8 tl havale + kargo ödemek zorunda olanlar için başka yol görülmüyor.



Programdan kastınız excel sanıyorum, excel haricinde sarım hesaplarını anlatırım. O sorun değil fakat benim kafama takılan, sarım oranlarının kitaptan kitapa değişiyor olması...


Cevabınız için teşşekür ederim. Hesapla  push pull topoloji için. Duty değeri max 0.480% iken iki puls arasında bir kayıp zaman meydana geliyordu. bunu formule ekelemenin bir yolunu düşündüm. En sonunda 1.020 olarak ekleyince sonuca ulaştım. Bir kaç deneme yaptım ve aynı sonuçlar olduğunu gördüm. .020 dutyden kalan pay diyebiliriz.

Duty kısıldıkça sargı sayısı artıyordu programda . Program içerisinde bazı nüvelerin ortalama manyetik geçirgenlik değerleri verilmiş. Bu değerler ve frekans üzerinden gidildiğinde aynı sonuçlara ulaşılıyor.

Trafo sarıp denemedim sadece hesaplamada böyle çıkıyor.

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #16
o kadar yuksek cikis voltajinda kesinlikle optocoupler kullanmalisiniz aksi takdirde bu dediginiz olay gerceklesir ve ayrica trafonun sagladigi izolasyonu kaybetmis olursunuz. geri beslemenin optocoupler ile nasil yapilacagini konuda gostericem. optocouplerin astari yuzunden pahali geldigini sonradan okudum.

eger hic olmazsa cikisa dedigim gibi asiri voltaj korumasi eklersiniz cikisiniz boylece artmaz kapanir. ayrica cikisa dummy load denileb yalanci yuk baglayabilirsiniz buda ani voltaj artmasinin bi nebze azaltacaktir fakat dedigim gibi en iyi yol optocoupler ve asiri voltaj korumasi kullanmaktir.

daha sonra ornek dizaynlar yapacagim, bu sayede daha iyi ogrenebiliriz.
"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #17
MOSFET

Power mosfet yani güç mosfetleri, SMPS lerde en çok kullanılan anahtarlama elemanlarıdır. BJT transistörleri anlatmama sebebim az kullanılıyor olmalarıdır. Mosfetler BJT lerden yaklaşık 10 kat daha yüksek anahtarlama yapabilme kabiliyetleri vardır ve dizaynda kullanılmaları daha kolaydır.

Mosfet voltaj kontrollü bir anahtarlama elemanıdır. Mosfeti sürebilmek için mosfetin, saturation ve cutoff yani doyum ve kesim alanlarında çalıştırılıyor olması gerekmektedir. Bunu yapabilmek için mosfetin gate-source uçları arasına yeterli miktarda voltaj uygulanmalıdır. Gate-source uçları arasındaki voltaj ile yani Vgs ile drain den geçen akım Id arasındaki ilişkiye transconductance yada iki yer arasındaki iletkenlik gibi birşey diyebiliriz.

Elektronları iletme şekline göre iki tür mosfet vardır. Biri p-type yani p tipi mosfet, diğeri n-type yani n tipi mosfettir. Bu iki mosfetin arasındaki fark elektronları iletme şeklinin farklılığıdır. Çok detaya girmeden anlatılacak olursa, n-type mosfetler p-type olanlardan daha hızlıdır. Yani elektronları iletme hızı p-type olanlardan daha hızlıdır. N-type mosfetler çok daha sık kullanılmaktadır.

Birde mosfetlerin iç yapıları yine elektronları taşımak için kullandıkları metod türüne göre ikiye ayrılır. Biri enhancement mode yani artış modu, diğeri depletion type yani tüketim modu mosfetlerdir. Depletion type olanlar güç mosfeti olarak kullanılmamaktadır ve nadiren tek mosfetli düşük güç uygulamalarında kullanılmaktadır. Asıl odaklanmamız gereken n-type enhancement mode mosfetlerdir.

Farkını anlatacak olursak, enhancement mode n-type olanlarda, Vgs gerilimi 0 iken, Ids akımı da 0 olmaktadır. Fakat depletion mode n-type olanlarda ise, Vgs gerilimi 0 iken Ids akımı 0 değildir. 0 yapabilmek için Vgs ye negatif voltaj uygulamak gerekmektedir.



Yukardaki resimde n-type enhancement mode mosfetin saturation, doyum ve cutoff, kesim alanlarını görmektesiniz. Cutoff çizgisinde yani Ids akımının 0 a çok yakın olduğunu görebilirsiniz. Saturation bölgesinde ise, Vgs ye bağlı olarak Ids akımının değiştiğini anlayabilirsiniz. Eğer siz mosfetten max akım geçişi isterseniz o zaman Vgs ye  +5V ile mosfetin izin verdiği max Vgs voltajı arasında gerilim uygulayabilirsiniz. Fakat ideal olarak 5 ile 10-12V yeterlidir diyebiliriz.

Cutoff Region - Kesim Alanı



Resimdeki gibi bir mosfet ve devremiz olduğunu varsayarsak cutoff alanında iken;

1) Vgs voltajı 0 olduğundan dolayı mosfetin Ids tarafı açık devre olarak davranmaktadır. Böylece drain den source kısmına akım geçmeyecektir.
2) Vgs voltajı belli bi eşik voltajı olan Vth değerini geçmediği sürece mosfet cutoff alanında kalacaktır.
3) Ids akımı olmadığı için RL üzerinde voltaj kaybı olmayacaktır böylelikle tüm DC baradaki gerilim yani VDD, direk olarak mosfetin üzerinde kalacaktır. Mosfet seçerken dikkat etmemiz gerekende mosfetin VDS geriliminin uygulanacak DC gerilimden daha büyük olması zorunluluğudur. Ayrıca mosfetin Ids akımının da aynı şekilde en fazla geçecek olan Ids akımından daha büyük olması gerekmektedir.

Saturation Region - Doyum Alanı



1) Vgs voltajı Vth eşik voltajından daha büyüktür.
2) Mosfet tamamen on halinde yani Ids kısmı kısa devre halinde gibidir.
3) İdeal durumda Vds arasında mosfet doyum alanında iken voltaj kalmaz fakat Rdson direncinden dolayı Vds uçlarında voltaj elbette görülecektir. Rdson direnci mosfetin on durumunda olduğu yani Ids akımına izin verdiği durumda iken drain ve source arasında gösterdiği dirençtir. İşte bu direnç mosfetin ısınmasına yol açan dirençtir ve bu direncin küçük olduğu mosfetler seçilmesi ısıya dönüşen güç kayıplarını düşürecektir.

Mosfetin hızı işte bu saturation ve cutoff alanlarına ne kadar hızlı girebildiği ve bu alanlardan ne kadar hızlı çıkabildiğine bağlıdır.

MOSFET Giriş Empedansı ve Miller Efekti

Mosfetin giriş empedansı yani gate ucundaki empedans çok yüksek olmaktadır. Vgs 10V iken, gate akımı nanoamper civarında olabilir.



Tüm mosfetlerin içinde gate-source ve gate-drain arasında belli değerlerde kapasitans vardır. Ayrıca drain-source arası bi kapasitans bulunur. Fakat mosfetin anahtarlama hızını, performansını belirleyen gate-source ve gate-drain kapasitanslarıdır. 

Bu kapasitanslar mosfetlerin datasheetlerinde yazar ve çok önemlidir diyebiliriz. Coss kapasitansı drain-source kapasitansıdır fakat direkt olarak çok fazla bi etkisi yoktur. Ciss ve Crss yani sırasıyla gate-source ve gate-drain kapasitansları daha önemlidir ve hesaplanabilir etkileri vardır. Crss kapasitansının diğer bi adı Miller kapasitansıdır.



Yukardaki grafikte mosfetin dalga formlarını görmektesiniz. Miller kapasitans etkisinden dolayı Ig akımının turn on olurken impulse olarak yani darbeli bi şekilde yüksek akım çektiğini görebilirsiniz.

Gate-source, gate-drain kapasitanslarını da kıyaslayacak olursak, gate-drain kapasitansı yani Miller kapasitansı daha önemlidir. Mosfet on olduğu zaman, yani üzerinden akım geçirmeye başladığı zaman, drain voltajı, gate kapasitansına giden akımla birlikte azalmaya başlar. Drain deki voltajın azalmasıyla birlikte C2 şarj olmaya ve C1 i şarj etmesi beklenen gate akımını da çekmeye başlar. Daha hızlı drain deki voltaj düşümü, daha hızlı ve yüksek bir şekilde gate den akım çekilmesi demektir. Turn on yani açılma sırasında, mosfetin gate empedansı çok düşer. Daha önce dediğim gibi ilk başta fazla akım çekmesinin sebebide budur.

Mosfetin iç yapısı, gate akımını limitlemektedir. Bu yüzden Miller efekti sadece turn on sırasında ve genelde yüksek voltaj uygulamalarında, turn on delay, yani mosfetin açılması sırasında bi gecikmeye yol açmaktadır. IGBT ler daha düşük miller kapasitansına sahiptir.

Gate Akımı Hesaplanması



C1 = Ciss ve C2 = Crss olarak datasheetlerde geçebilmektedir.



dV kısmı 10V olarak yani gate-source arasına verdiğimiz Vgs voltajıdır.

tr = trise süresi diye geçer. Yani mosfetin on oluncaya kadar ki geçen zamandır.

C1 ve C2 lerin birimi faraddır. Vcc = Vdc dir. C2 deki akım, I2, I1 den daha büyük olacağı için I1 ihmal edilebilir.

Ig = I1 + I2

MOSFET Body Diode

Mosfetlerin drain-source uçlarına paralel olacak şekilde, Drain kısmına ters polarlanmış yani reverse biased olmuş şekilde diyot bulunur. Bu diyot mosfetin uçlarında ters gerilimin oluşmasını önlemek içindir. Bu diyot normal rectifier doğrultucu diyotlardan daha hızlı olmasına rağmen schottky hızlı diyotlardan daha yavaştır.

Özellikle half ve full bridge topolojilerinde, motor drive devreleri ve endüktif yükler body diode un yavaşlığından dolayı sorun çıkartabilirler. Bu sorunu ortadan kaldırmak için drain source uçlarına paralel olacak şekilde, drain e diyotun katodu gelecek şekilde bağlanır.



Ayrıca D1 deki diyot gibi seri bi diode body diode a ters gerilim esnasında gelecek akımı önlemek için de kullanılabilir. Fakat bu diyodun da schottky diyot gibi hızlı bi diyot olması gerekmektedir.
"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #18
IGBT



Yukardaki resimde solda IGBT nin iç yapısını ve sağda mosfet ile aynı şekilde eşdeğerini görmektesiniz. IGBT de yer alan BJT nin on olduğu zamanki durumu sağda mosfette sadece diyot ile gösterildiğine dikkat edin. IGBT ler hem mosfet hem de bjt transistörlerin özelliklerini barındırmaktadırlar.

IGBT lerin mosfet ve bjt lere göre üstünlüğü, on sırasında voltaj düşümünün az olması ve yüksek gate direncidir diyebiliriz. Ayrıca birden çok mosfet yada bjt kullanmak yerine tek igbt kullanılabilmektedir.

IGBT Çeşitleri

İki tane IGBT türü vardır bunlar; PT ve NPT IGBT leridir.

PT IGBT leri, iç yapısında N+ katmanı bulunduran IGBT lerdir. NPT olanlar ise bu katman bulunmaz.

NPT igbt leri daha  yüksek VCEon değerine sahiptir. PT olanlar daha yüksek anahtarlama hızına sahiptir. Fakat NPT olanlar PT olanlara göre daha sağlam yapıdadır.

Uygun IGBT Seçimi

1) Yüksek anahtarlama hızı mı yok sağlamlık, dayanıklılık mı önemli ?
2) Maksimum çalışma voltajı nedir ? IGBT max olarak VCEs değerinin %80 inin engellemelidir. Collector-emitter arası max olarak 0.8 x VCEs değeri olmalıdır.
3) PT olan mı yoksa NPT olan mı seçilmeli ? Anahtarlama yüksek hızda olacaksa PT olan daha iyi seçim olacaktır. Fakat aradığınız dayanıklılık ve kısa devreye karşı sağlamlık ise NPT daha iyi bi seçim olacaktır. Fakat SMPS lerde genelde kısa devre dayanıklılığı aranmamaktadır.
4) Akım değeri nasıl seçilmelidir ? Soft switching yani yumuşak anahtarlama olan uygulamalarda IC2 değeri esas alınabilir. Hard switching sert anahtarlamalı uygulamalarda aşağıdaki frekans akım grafiği baz alınabilir.



Quasi resonant, phase shifted full bridge vs gibi devreler soft switch diye geçerler. ZVS tekniği yani zero voltage switching, sıfır voltaj anahtarlama tekniğini kullananlar bu gruba girerler. Diğerleri hard switching olarak geçer. Daha ayrıntılı bilgiyi daha sonra paylaşabilirim.



"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #19
MOSFET ve IGBT Sürme Teknikleri



Arkadaşlar yukardaki resimde çeşitli mosfet ve igbt sürme teknikleri gösterilmiştir.

a,b,c ve d deki sürüş tekniklerinin ne gibi avantaj ve dezavantajları var henüz bilemiyorum. Öğrendiğim zaman buraya yazarım. Tek bildiğim entegrenin çıkış akımı yetersiz kaldığında başvurulabilecek yöntemler olmasıdır.

İzolasyon gereken durumlarda izolasyon trafosu yada gate drive transformer kullanılmak zorundadır. Bu trafonun sarımları genelde 1:1 olur fakat Vgs nin limitleri aşılmadan sarım sayıları değiştirilebilir. C kapasitörünün değeri, mosfetin Ciss kapasitansının en az 10 katı olmak zorundadır. Gösterilen diyot ve direnç mosfetin yanlış tetiklenmesini önlemek içindir. Rg ise gate akımını sınırlandırmak için konulan genelde 3 ile 10R arasında değişen dirençtir.

Bootstrap Tekniği

Mosfet ve igbt leri sürmenin diğer bi yolu ise mosfet, igbt driver entegresi kullanmaktır. Bu entegreler bootstrap kapasitörünü şarj için kullanarak, gate voltajının source voltajından her zaman bootstrap kapasitöründeki voltaj kadar fazla olmasını sağlar. Bu sayede mosfet ve igbt anahtarlaması yapılabilir.



C4 ve C3, VDD beslemesi ile ilgilidir. C4 transient gerilimleri önler, C3 ise beslemenin daha pürüzsüz DC olmasına yardımcı olur. D1, C1 ve C2 bootstrap kapasitörlerini VCC üzerinden, Q2 transistörü her on olduğu zaman, şarj olmasını sağlar. Dikkat ederseniz bootstrap kapasitörleri sadece ve sadece Q2 transistörü on olduğu zaman uçlarına +12V uygulanmaktadır. Bu sayede de şarj olabilmektedir. Şarj olan bu kapasitörlerin voltajı, Q1 i açmak için yani on yapabilmek için kullanılır. Q1 her on olacağı zaman source voltajına bu kapasitörlerdeki voltaj eklenir, böylece gate voltajı her zaman sourcedan kapasitör voltajı kadar fazla olmuş olur. Q1 in source bacağı floating node dur, yani toprağa göre referans alınamayan bir noktadır. Mosfeti on yapabilmek için Vgs voltajı uygulamanız gerekmektedir fakat bu voltaj her zaman mosfetin source bacağına göre + voltaj olmalıdır. Q2 nin source bacağı, besleme ile aynı referans noktasını paylaştığı için Q2 mosfet driver olmadan bile on yapılabilir. Fakat Q1 i on yapmanın iki yolu vardır, biri ir2110 gibi mosfet driver kullanmak diğeri ise yukardaki gibi gate drive transformer kullanmaktır. Mosfet driver da bootstrap kapasitör voltajı mosfeti aktif hale getirmek için kullanılırken, trafo da direk izolasyon sağlandığı için her hangi bi + voltaj ile mosfet kolayca aktif hale getirilebilir.

Bootstrap kapasitörü olarak tek tantal kapasitör yada bir elektrolitik bir seramik kapasitör kullanabilirsiniz. Şemada elektrolitik ve seramik kullanılmıştır. Bootstrap kapasitörünün değeri bildiğim kadarı ile çok önemli değil. Sadece çok büyük yada çok küçük değerde seçmemek gerekiyor. İnternette gördüğüm kadarı ile 30 ile 50kHz arasında 4.7uF ile 22uF arasında değişiyor. Frekans artıkça, kapasitörün değeri de düşmektedir.

İnternette gördüğüm ve denemediğim web tabanlı hesabı da kullanabilirsiniz.

http://www.silabs.com/support/Pages/bootstrap-calculator.aspx

R3 ve R4 e paralel bi schottky diyot ekleyebilirsiniz. Bu diyotlar ve bunlara paralel dirençler yanlış tetiklemeyi önlemektedir. Gate direncine paralel diyot ise, mosfetin daha hızlı deşarj olmasını sağlamaktadır.

Mosfet driverları şemadaki gibi floating node olan durumlarda, h-bridge gibi devrelerde kullanılmaktadır.

Gate Drive Transformer

Bu trafolar daha önce dediğim gibi kontrol katı ile güç katı arasında izolasyon sağlamaktadır. Asıl amaçları izolasyon ve floating node da olan mosfetin anahtarlamasını yapmaktır.



Tam emin olmamakla birlikte, C ile yazılmış olan kapasitörler, gate-source arasında capacitive voltage divider oluşturarak, gate in mosfeti sürerkenki voltajını düşürecektir. Üstteki devredeki unipolar driver çıkışlıdır, C coupling kapasitörleri kullanılmalıdır. Alttaki bipolar da ise kullanılması zorunlu değildir. Ayrıca alttaki şemada ikinci sekonderin noktasının farklı olduğunu yani giriş ile faz farkı olduğuna dikkat edin. Eğer half bridge yada full bridge ise, üstteki mosfet ile alttaki mosfet trafoda faz farkı yaratılarak sürülür böylece kısa devre ihtimali ortadan kalkar.

Driver çıkışları yada entegre çıkışları, eğer single ended yani active turn on, passive turn off devreleri ise, mosfet yada igbt nin off, kapanış zamanı yavaş olacaktır. Fakat totem pole çıkışlar kullanılırsa daha hızlı olacaktır.

Ferrite toroid yada E nüvesi (sanırım ferrite olması yeterli) gate drive transformer olarak kullanılabilir. Hava boşluğu gerekmemektedir. Yüksek geçirgenliği olan başka bi nüve de hava boşluğu olmadan kullanılabilir. Tel olarak kitapta okuduğuma göre 32 ile 36AWG arası tel kullanılmakta. Fakat siz skin depth formülüne göre de kendiniz kablo kullanabilirsiniz. Skin depth formülünü sonra ayrıntılı anlatabilirim. Gerçi çok bi ayrıntısı olmasada önemli bi konu.

Bmax değeri 100 derecede Bsat yani doyum akı değerinin yarısı olmalıdır. Fakat Bmax değeri 1600G ile 2500G arası alınabilir.

Nüve seçimi kitapta yaklaşık 10-15mm olacağı yazıyor fakat neye göre nasıl almış anlam veremedim. Fakat siz gate den çekilen akımı hesaplayarak yada aşağı yukarı tahmin ederek, ilk başlarda verilen WaAc formülünde Po yu kullanarak, nüve seçebilirsiniz.



f = anahtarlama frekansı
Bmax = gauss
Ac = nüve kesit alanı, cm^2

Çıkan sonuç, en yakın tam sayıya yuvarlanmalıdır.

Transformer Winding Techniques - Trafo Sarım Teknikleri

SMPS devresinde trafonun nasıl sarıldığı hangi tekniğin uygulandığı çok önemlidir ki bu tekniğin kötü yada başarısız olması, SMPS in gürültülü ve daha az regülasyonlu olmasına yol açabilir. Yüksek frekans SMPS trafoların tasarımı 50,60Hz lik trafoların tasarımından daha kritiktir. SMPS in giriş voltajı yaklaşık 40V dan fazla ise, o SMPS de trafo kullanma mecburiyeti doğmaktadır.



Yukardaki grafikte iki sarım arasındaki farkları görebilirsiniz. a da, primer ve sekonder sıra ile sarılırken, b de primerin yarısı sarılıp, yarısı sekonderden sonra sarılmıştır. MMF yani magnetomotive force dediğimiz F = NI, tur sayısı x akım, b de a dakinden daha azdır. a da ise F değeri maksimuma çıkmaktadır. b de ise bu nerdeyse ikiye bölünmüş gibidir ve sarımın ortasında ise 0 dır. Bu yüzden b de proximity, skin effect ve leakage inductance olayları daha azdır.



Yukardaki resimde sarımların, yalıtkanlar ile ayrıldığını görebilirsiniz.

Normalde sandviç sarımda, resimdeki gibi primer ikiye bölünmüş ve sekonder ortada bırakılarak sarılır. Bu tek çıkışlı sekonder içindir diyebiliriz. Fakat çok çıkışlı sekonderde, düşük voltaj, yüksek akım ve nispeten sabit yükte çalıştırılacak olan sekonder çıkışlar, nüveye en yakın olacak şekilde sarılır. Bu sefer, primer değil sekonder ikiye bölünür. Sekonderde en çok akımı taşıyacak olan çıkış, nüveye en yakın olacak şekilde sarılır ki böylece sarım uzunluğu nispeten daha kısa olur böylece, daha kısa tel kullandığımız için bakır, copper kayıplarını azaltır. I^2 x R ye harcanan güç azalır. AWG tablosuna bakarsanız, tel uzadıkça bakır kaybı artmaktadır. Nüveye daha yakın olan sarımlar, daha düşük AC voltajına sahiptir yani daha az dalgalanma olur, primerden nüveye ve sekondere olan RFI coupling, eşleşme olayını azaltır. Fakat bölünen sekonderlerin, ampere-turns yani F leri yani sarımları olabildiğince aynı olmalıdır. Aksi takdirde, leakage inducance denilen kaçak endüktans olayı artabilir.

Yukarda gösterilen S1 ve S4 faraday yalıtımı olarak geçebilir, bu yalıtımlar RFI yüksek frekansını önlemek için primerin referans noktasına bağlanır. S2 ve S3 bölmeleri şaseye yada, şebeke toprağına bağlanır. Bu herhangi bir izolasyon hatasında, primer ve sekonderi birbirinden korumak içindir.

Bölünen sarımların değerleri, tur sayıları eşit olmalıdır.



Primer ile sekonderin arası kimi kaynaklara göre minimum 4mm kimi kaynaklara göre 8mm olmalıdır. Ortadaki resimdeki gibi izolasyon kenarlara doğru katlanabilir böylece primer ve sekonderin izolasyonu daha iyi sağlanmış olur. En alttaki resimdeki gibi ortada topraklı bi şekilde bi yalıtkan konulabilir. Anladığım kadarı ile bu, bir iletkenin dışı yalıtılmış birşekilde primer ile sekonder arasına şekildeki gibi konulması ile oluşuyor. Kaynaklarda primer ve sekonder sarımlarının yanlardan her birinden 2mm kadar boşluk bırakılabileceğini böylece okla gösterilen mesafeler arasıda toplamda minimum 4mm olacağını ve daha iyi izolasyon sağlanabileceği yazmaktadır.



Yukardaki resimde ise interwinding capacitance, sarımlar arası kapasitansı azaltmak için gösterilen bi tekniktir. Interwinding capacitance ın fazla olması durumunda, trafodan istediğimiz gücü alamayız. Bunun için sarımları resimde altta ortada gösterilen progressive winding gibi sarmak bu kapasitansı minimuma indirmemize yardımcı olacaktır. 1. ve 2. sarımlar yan yana sarılırken, 3. olan 1 ve 2 nin şekilde gördüğünüz gibi üzerine, ikisinin birleştiği yere sarılmaktadır. 4. ü ise 2 nin yanına sarılmaktadır ve bu böyle devam etmektedir.

Cross regulation ve trafodan daha iyi primer sekonder eşleşmesi, coupling alabilmemiz için birden fazla kullanılacak telinde dikkatli bi şekilde sarılması lazım. Yani primer peak voltajı 40V dan aşağı ise, birden çok teli bir araya getirip, nüveye sarmadan önce kendi aralarında döndürerek primer yada sekonder sarımı için kullanabiliriz. Buna twisted pair winding, döndürülmüş çift sarım denir. Bu teknik coupling olayını maksimuma çıkartacaktır. Diğer sarım ise filar winding dir, bu sarım, iki yada daha fazla telin aynı anda yan yana bitişik şekilde nüveye sarılmasıdır. Fakat bu sarımlar nüveye sarmadan önce kendi aralarında bi önceki sarım gibi döndürülmezler. İki tel yan yana bitişik sarılıyorsa, bifilar, üç tel ise trifilar vs diye adlandırılır.



Yukardaki resimde twisted pair winding görmektesiniz. İki tel sarılmadan önce kendi aralarında döndürülmüş ve daha sonra toroid üzerine sarılmıştır.



Burada ise bifilar winding tekniği kullanılmıştır. İki telin bir arada kalmasını sağlamak için bantla yada başka bir yalıtkan ile telleri bir arada tutmalısınız. Aksi takdirde teller birbirinden uzaklaşabileceği için bifilar winding tekniğinin bir anlamı kalmayacaktır.

Tellerin nüvelere olabildiğince sıkı sarılmaları gerektiğini de unutmamak lazım.

Eğer tabi primer peak voltajı 40V dan fazla ise o zaman primer ve sekonder bölünerek mylar tape yani mylar bandı ile en az 4mm yada 8mm izolasyon sağlanarak sarılmalıdır. Bantın kalınlığını bilirseniz, ona göre 4mm yada 8mm mesafe bırakmanız kolay olur. Burada mylar bantı yerine pressbant yada elektrik izolasyon bantı kullanılsa aynı görevi görür fakat mylar banttan daha fazla sarmamız gerekebilir. Kitap mylar bantı referens kullandığı için ölçüleri o banta göre yapmış.

Örnek Dizayn 1

Örnek olarak, kafamızda daha iyi canlandırabilmek için, çok çıkışlı ve primer de auxiliary winding, ek sarımı olan flyback converter ele alalım.

Primer = 134 tur, Sekonder = 24, 12, 5 ve -12V çıkışlı, sırasıyla 7, 4, 3, 7 tur sarımları olsun. Aux sarımının da 12V, 7 tur olduğunu varsayalım.



Yukardaki resimde görebileceğiniz üzere, interleaving sarım tekniği kullanmıştır çünkü prime peak voltajı şebek voltajıdır ve 40V dan yukardadır. Kitabın yazarı primeri ikiye bölerek, iki sarım haline getirmiş, sekonderi ortaya almıştır. Tam tersi de yapılabilir yani, primer ortaya alınabilir. Fakat hangi teknik daha iyi olur onu deneyip görmek lazım. Bu arada auxiliary winding ise primerde olduğu için direk primere bant kullanılmadan yanına veye üstüne sarılmıştır. Ayrıca primerdeki 134 turun 67, 67 olarak ayrıldığına dikkat edin.



-12V un nasıl sarıldığına resimde görebilirsiniz, -12V da, sarımın noktalı olan yeri çıkışın referans noktasına bağlanmıştır. Nokta olmayan yeri boşta kalıp buradan -12V çıkış alınmıştır.



Yukardaki resimde ise trafonun şemadaki resmi gösterilmiştir. Fakat burada aux winding yanlış yere çizilmiştir. Buradaki aux winding primer kısmında olması gerekmektedir. Zaten şemanın üstündeki resimlerde primer ile aynı yerde nüveye en yakın yere sarıldığına dikkat edin. Başka bi dikkat edilecek konu ise, sekonder çıkışları birbirinden izole değildir. Onun için her sekonder çıkış arası bant ile izolasyon sağlanmamıştır. Sekonderin her çıkışında, her belirlediğiniz tur kadar sardığınızda, trafonun karkas pinine doğru teli dışarı çıkarmalısınız. Bu ayrı sarımları birden çok seri bobin gibi düşünebilirsiniz ve her bobinin uçlarından tel ile karkasın pinine bağladığınızı düşünebilirsiniz.

Örnek Dizayn 2



Burada ise, primer toplamda 76 tur, sekonder ise 5 + 5 tur çıkışlı olarak verilmiştir. Aux ise yine primer kısmında ve 2 turdur. Primer ilk dizaynda olduğu gibi ikiye bölünmüş ve 38, 38 olarak ayrılmıştır.

Sarımın her iki tarafından 2mm boşluk bırakılmıştır. Sekonderde ise folyo sarım kullanışmıştır. Folyo sarımda bildiğim kadarı ile interwinding kapasitans olayı çok az oluyor, tabi başka avantajları da olabilir.



Yukardaki resimden de anlaşılacağı üzere 38 tur ile 2 tur sarımları arasındaki tek izolasyon tellerin kendi izolasyonudur. İzolasyon primer ile sekonder arasında sağlanmıştır. iki 5 turluk sarımlar yine birbirine seri bi şekildedir. Bu çıkışlar arasındada bi tellerin kendi izolasyonu haricinde bi izolasyon yoktur. 5 turluk sarımlar center-tapped, ortak uçlu sarımlardır. Ortak uçlu sarımlar birbirine seri olan sarımlardır.

Örnek Dizayn 3



Resimdeki gibi bir sarıma ihtiyacımız olduğunu, primerdeki sarımlar ve sekonderdeki sarımların tamamen izole olması gerektiği varsayalım.



Bu teknikte ise primer bölünmüştür, sekonderler ortada ve herbiri ile bantla izole olmuştur, Na, aux sarımı ise en yukarda kalmıştır. Auxiliary sarımı ise bi önceki dizaynlarda, primerin içinde olduğunu hatırlayalım. Dediğim gibi kitaptan kitaba, kaynaktan kaynağa bilgiler vs değişebiliyor. Bu durumda bize deneyip en iyisini bulmak kalıyor.

Sarım için aşağıdaki konuda yer alan videoyuda izleyebilirsiniz.

http://320volt.com/elle-etd59-smps-trafo-sarimi/

Yanlışım olabilir, lütfen bulursanız uyarın.
"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #20
Elinize sağlık. Allah c.c razı olsun sizden. Baya kara cahil çalışmışız biz. Baştan sona tekrar okuyacağım.

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #21
Yok hocam estagfirullah, yalniz trafo kismindaki uzun hesaplari gecebilirsiniz cunku hesaplari verecegim excel ile yapacaksiniz zaten excel de formulleri hangi kitabin neresinden aldigimi yazicam.
"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein


Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #23
Merhaba
Toroid Nüveler için  bir hesaplamayıcı hazırladım.Wolf88 hocam  yada diğer arkadaşlar  bu girilen değerlere göre hesaplaması doğrumu kontrol edebilirmisiniz ? (N sipir sayısını o(sıfır) girdiğinizde endüktans hariç diğer değerler çıkıyor) buna göre firmaların nüve katologlarındaki değer tutuyormu bakabilirmisiniz?
Ayrıca B/I ve endüktans değeri de kitaplardaki hesaplarla aynımı ?

Selamlar

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #24

Merhaba
Toroid Nüveler için  bir hesaplamayıcı hazırladım.Wolf88 hocam  yada diğer arkadaşlar  bu girilen değerlere göre hesaplaması doğrumu kontrol edebilirmisiniz ? (N sipir sayısını o(sıfır) girdiğinizde endüktans hariç diğer değerler çıkıyor) buna göre firmaların nüve katologlarındaki değer tutuyormu bakabilirmisiniz?
Ayrıca B/I ve endüktans değeri de kitaplardaki hesaplarla aynımı ?

Selamlar


Flatron hocam, magnetics katoloğundan bi toroid nüve seçip denedim le, Ae, Ve değerleri nerdeyse aynı çıkıyor. Yani hesaplamalarınız doğru fakat excelde çıkan Ae cm^2, le cm ve Ve de cm^3 ise.

Fakat burda Ae, le, Ve yi ayrıca hesaplamamıza gerek varmı bilmiyorum çünkü sarım sayısını bulabilmek için zaten akı geçirgenliğine ihtiyacımız var, onu da anca nüvenin datasheetinden öğrenebiliriz. Akı geçirgenliğini öğrenirsek zaten onları da öğrenmiş oluruz. Burda önemli olan topolojiye göre endüktans değerini belirleyip, ona göre sarım yapmak.

Benim ikilemde kaldığım olay ise, powder core olanlarda bile hava boşluğu bırakmamız gerekebileceği fakat kitaplar nedense sarım sayılarını hep sabit tutup, aralık bırakma yoluna gidiyor. E madem akı geçirgenliği nüvede yüksek ve doyuma gitmesine neden oluyo bende, denklemleri birleştirip aralık bırakılmayacak şekilde aynı endüktansı nasıl alırız diye bulmaya çalıştım, sonuç sadece sarım sayısını akı geçirgenliğine göre artırıp azaltmak çıktı. Yani akı geçirgenliği yüksekse zaten daha az sarımda aynı endüktans alınacak diye çıkıyordu formülde.

Şimdi ise nüvenin akı geçirgenliği yüksek olduğunda sarım sayısını azaltarak nüveyi doyuma ulaşmasından kurtarabilirmiyiz onu hesaplamaya çalışıyorum.
"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #25
Hocam
cevabınızda yazdığınız\" Yani hesaplamalarınız doğru fakat excelde çıkan Ae cm^2, le cm ve Ve de cm^3 ise.\" kısmını anlamadım.
Bu  hesaplamanın avantajı diyelimki kişinin elinde bir nüve var bu nüvenin  geçirgenliğini bilmiyor işte birkaç tur bobin sarıp endüktansını ölçerek permability sini bulursunuz.Akı geçirgenliği dediğiniz şey zaten B/I değilmi ? onuda hesaplıyor bu hesaplayıcı benmi yanlış anladım


Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #26

Hocam
cevabınızda yazdığınız\" Yani hesaplamalarınız doğru fakat excelde çıkan Ae cm^2, le cm ve Ve de cm^3 ise.\" kısmını anlamadım.
Bu  hesaplamanın avantajı diyelimki kişinin elinde bir nüve var bu nüvenin  geçirgenliğini bilmiyor işte birkaç tur bobin sarıp endüktansını ölçerek permability sini bulursunuz.Akı geçirgenliği dediğiniz şey zaten B/I değilmi ? onuda hesaplıyor bu hesaplayıcı benmi yanlış anladım


Hocam Ae cm^2, le cm ve Ve nin de cm^3 olması lazım, ^ işaretini üssü şeklinde alabilirsiniz. Excelde birimlerini yazmayı unutmuşsunuz o yüzden dedim. Şurasını yanlış söyledim, sarım sayısını L, Imax, B ve Ae değerleri belirliyor. Akı geçirgenliği ise formüllerde nüvede doyuma gitmemesi için boşluk bırakıp bırakılmayacağını söylüyor. Ben ise şimdi iki ayrı formülden sonuca ulaşmaya çalışıyorum.

Akı geçirgenliği mi önemli yoksa endüktans değerimi daha önemli bizim için bilemiyorum. Endüktans değerini yakalayıncaya kadar sarsak nüve doyuma gitmezse zaten sıkıntı yok, akı geçirgenliğinide kullanmamız gerekmez fakat eğer nüve o tur sayısına göre doyuma gidiyorsa işte o zaman iş değişir. Akı geçirgenliği ayrı onun birimi yoktur tek bildiğim formülü, B/H dır.

Dediğim gibi şimdi bulmaya çalıştığım gerçekten powder core larda hava aralığı gereksinimini tur sayısını azaltarak çözebilirmiyiz ona bakıyorum.
"Ne kadar çok bilgi o kadar düşük ego, ne kadar az bilgi o kadar yüksek ego" Albert Einstein

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #27
tamam şimdi anladım ama zaten a=area(yüzey) volume (hacim) onun için yazmadım  :)
wolf88 hocam yanlı anlamazsanız benim bu nüvelerden anladığımı biraz izah edeyim.
Nüve imalatçıları her tip uygulamaya göre nüvenin tepkisini ölçüp hangi uygulamalara göre hangi nüveyi istiyorsan onu seçmene yardımcı olmak için bu kadar çok türü var.
Endüktans değeri hesaplamalar sırasında formüller istiyor.Bu sırada akı yoğunluğu değeride ortaya çıktığı için katologdaki nüveler bu boyutlara göre akı yoğunluğunuda yazıyor(yada Ae I değerlerini de yazdığı için sınrılarıda ortaya çıkıyor.Aslında çok karmaşık değil gibi.Nüvelerde boşluk bırakmanın nüveyi doyuma götürmesini engellediğine dair bir bilgi okumadım.Yani yanlış hesaplamalar sonucunda siz boşluksuz (GAP) sız nüveyi pekala da saturasyona sokabilirsiniz diye biliyorum.
eğer yanlı biliyorsam bana bir link yada kitap yazarsanız okumak isterim






Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #28
Hatta bir ekleme yapayım
http://www.raftabtronics.com/TECHNOLOGY/ElectromagneticBasics/ToroidalTransformerBasics/tabid/112/Default.aspx
bu linkteki Stray Magnetic Fields başlığının altındaki kısmı ben biraz anladım ancak rica etsem siz özetlermisiniz
( ş tuşu pek iyi çalışmıyor virüsmüdür nedir hergün bir tuş çalımıyor  :) )

Ynt: SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

Yanıt #29
biraz öncede IEE nin sitrsinden harika bir pdf buldum hepsini çok güzel anlatıyor  ;D